這個電路輸出的不確定性的主要來源是噪聲，所以用大的并聯(lián)電容濾波對于降低噪聲帶寬以及總的噪聲是至關重要的。 采用1.5Hz輸出濾波器時，LTC2063增加了約2μVP-P的低頻輸入引起的噪聲。 在最長的可能時間內平均輸出進一步減少了由于噪聲引起的誤差。
該電流檢測電路中的其他誤差源是寄生板電阻與LTC2063輸入端的RSENSE串聯(lián)，增益設置電阻RIN和RDRIVE的電阻值容差，增益設置電阻中溫度系數(shù)失配以及誤差電壓 在寄生熱電偶的運算放大器輸入。 通過對RSENSE使用Kelvin sense 4引腳檢測電阻，以及對RIN和RDRIVE的臨界增益設置路徑使用0.1％電阻以及類似或較低的溫度系數(shù)，可以將前三個誤差源最小化。 為了抵消運算放大器輸入端的寄生熱電偶，R1應具有與RIN相同的金屬端子。 在輸入端也應盡可能避免不對稱的熱梯度。
本節(jié)討論的所有誤差源的總體貢獻在全尺寸2.5V輸出參考時最多為1.4％，如圖4所示。
電源電流
如圖5所示，LT1389和LTC2063所需的最小電源電流在最小VSUPPLY和ISENSE（4.5V和100μA）時為2.3μA，最大VSUPPLY和ISENSE（90V和250mA）時最大為280μA。除了 由有源器件消耗的電流，還需要由VSUPPLY提供的輸出電流IDRIVE至M1，與輸出電壓成正比，范圍從1.0mV輸出（對于100μAISENSE）為200nA到對于2.5V輸出為500μA（對于250mA ISENSE）。 因此，除ISENSE外，總電源電流范圍為2.5μA至780μA。 RDRIVE設置為5kΩ，以獲得合理的ADC驅動值。
輸入電壓范圍
在此體系結構中，最大供應量由最大值| VDS |設置 PMOS輸出可以承受。 BSP322P的額定電壓為100V，所以90V是一個合適的操作限制。
輸出范圍
這種設計可以驅動5kΩ負載，這使得它成為驅動許多ADC的合適階段。 輸出電壓范圍為0V至2.5V。 由于LTC2063具有滿擺幅輸出，因此最大柵極驅動僅受LTC2063的凈空限制。 在此設計中，典型值為3V，由LT1389的4.096V和M2的-1V典型VTH決定。
由于此電路的輸出是電流，而不是電壓，因此接地或導線偏移不會影響精度。 因此，在輸出PMOS M1和RDRIVE之間可以使用較長的引線，從而使RSENSE能夠位于感測電流附近，而RDRIVE靠近ADC和其他后續(xù)信號鏈級。 長引線的缺點是增加了EMI敏感性。 RDRIVE上的100nF C3在到達下一階段的輸入之前將有害的EMI分流。
速度限制
由于LTC2063的增益帶寬積為20kHz，因此建議使用此電路測量20Hz或更慢的信號。 與負載并聯(lián)的22μFC2將輸出噪聲濾波至1.5Hz，從而提高了準確度，并保護后續(xù)階段不受突發(fā)電流浪涌的影響。 這種濾波的折衷是更長的建立時間，特別是在輸入電流范圍的最低端。
結論
LTC2063的超低輸入失調電壓，低IOFFSET和IBIAS以及軌到軌輸入可在100μA至250mA的整個范圍內提供精確的電流測量。 其最大電源電流為2μA，使其電路在大部分工作范圍內的電源電流遠低于280μA。 隨著LTC2063的低電源電壓要求，低電源電流允許從一個帶有裕量的備用基準電壓供電。
