我們采用硬件功能單元精湛的流水線和時(shí)分復(fù)用（TDM）功能，以達(dá)到WiMAX OFDM符號(hào)的實(shí)時(shí)要求。

除了高數(shù)據(jù)率外，在架構(gòu)設(shè)計(jì)指導(dǎo)過(guò)程中控制子模塊時(shí)延也是一個(gè)重要的問(wèn)題。我們通過(guò)引入連續(xù)信道矩陣的TDM解決了時(shí)延問(wèn)題。這種方法可以延長(zhǎng)同一信道矩陣元之間的處理時(shí)間，同時(shí)還能保持較高的數(shù)據(jù)吞吐量。構(gòu)成TDM組的信道數(shù)會(huì)隨著子模塊的不同而變化。在TDM方案中，信道矩陣求逆過(guò)程用了5個(gè)信道，而有 15個(gè)信道在實(shí)數(shù)QR分解模塊中進(jìn)行了時(shí)分復(fù)用。圖 2 是該系統(tǒng)的高級(jí)流程圖。

圖 2. MIMO 802.16e 寬帶無(wú)線接收器的高級(jí)流程圖

信道矩陣預(yù)處理

信道矩陣預(yù)處理器確定了空分復(fù)用復(fù)合信號(hào)每一層的最佳檢測(cè)次序。該預(yù)處理器負(fù)責(zé)計(jì)算信道矩陣的偽逆矩陣范數(shù)，并根據(jù)這些范數(shù)，選擇待處理的下一個(gè)傳輸流。偽 逆矩陣中范數(shù)最小的行對(duì)應(yīng)著最強(qiáng)傳輸流（檢波后噪聲放大最?。?，而范數(shù)最大的行對(duì)應(yīng)著質(zhì)量最差的層（檢波后噪聲放大最大）。我們的實(shí)施方案首先檢測(cè)最弱的 層，然后按最低噪聲放大到最高噪聲放大的次序逐層檢測(cè)。對(duì)排序過(guò)程中的每一步，信道矩陣中相應(yīng)的列隨后會(huì)被清空，然后簡(jiǎn)化后的矩陣進(jìn)入下一級(jí)的天線排序處 理流水線。

在預(yù)處理算法中，偽逆矩陣的計(jì)算要求最高。這個(gè)過(guò)程的核心是矩陣求逆，通常通過(guò)吉文斯（Givens）旋轉(zhuǎn)進(jìn)行QR分解來(lái)實(shí)現(xiàn)。常用的角度估算和平面旋轉(zhuǎn)算法（如CORDIC）會(huì)造成嚴(yán)重的系統(tǒng)時(shí)延，對(duì)我們的系統(tǒng)來(lái)說(shuō)是不可接受的。因此，我們的目標(biāo)是運(yùn)用FPGA的嵌入式DSP資 源（比如Virtex-5器件中的DSP48E），找出矢量旋轉(zhuǎn)和相位估算的替代性解決方案。

QRD的脈動(dòng)陣列結(jié)構(gòu)由兩種類(lèi)型的處理單元構(gòu) 成--對(duì)角線單元或邊界單元和非對(duì)角線單元或內(nèi)部單元。邊界單元執(zhí)行矢量函數(shù)，可以生成陣列內(nèi)部單元使用的旋轉(zhuǎn)角度。要想得到想要的旋轉(zhuǎn)角度，可以把非對(duì) 角線單元中的值與對(duì)角線單元中的共軛復(fù)數(shù)相乘，然后除以復(fù)數(shù)的倒數(shù)即可。相除實(shí)際是用乘法的方式完成的，即在觀察到函數(shù)接近線性的時(shí)候，乘以根據(jù)定義的間 隔的多項(xiàng)式近似值計(jì)算出的倒數(shù)。圖3顯示了采用這種近似值在對(duì)角線脈動(dòng)單元中完成這種復(fù)雜旋轉(zhuǎn)的信號(hào)流程圖。