圖3. 乒乓方案的2 GSPS輸出數(shù)據(jù)組合頻譜，采用兩個AD9680在1 GSPS時鐘下獲取，采樣相移為180°。

更高次交錯

當(dāng)具有兩個以上通道時，上文所說的頻率規(guī)劃就不那么實用了。我們無法將交錯雜散的位置限定在奈奎斯特頻段的某一小部分。比如考慮四路交錯 ADC 的情況，如圖 4(a) 所示。此時，失調(diào)失配會提高直流、fs/4 和 fs/2 時的信號音，而增益和時序交錯鏡像位于fs/4 – fIN、fs/4 + fIN和fs/2 – fIN。交錯 ADC 輸出頻譜的一個示例請參見圖 4 (b)。很明顯，除非輸入位于fs/8以內(nèi)的帶寬之內(nèi)，否則無論 fIN 的位置如何，輸入都會與部分交錯雜散重疊，并且如果輸入是一個極端窄帶信號，那么我們不應(yīng)當(dāng)嘗試使用寬帶交錯 ADC將其數(shù)字化。

在這種情況下，我們需要最大程度降低 IL 雜散功率，以便獲得完整的奈奎斯特頻譜和更干凈的頻譜。為了達(dá)到這個目的，我們使用校準(zhǔn)技術(shù)來補(bǔ)償通道間失配。校正失配的影響后，最終的 IL 雜散功率會下降。SFDR 和 SNR 都會得益于該雜散功率的下降。

補(bǔ)償方法受限于失配可測量并最終校正的精度。除了校準(zhǔn)所能達(dá)到的水平外，為了進(jìn)一步抑制殘留雜散，還可間歇性隨機(jī)打亂通道輸入采樣的順序。這樣做之后，前面討論的由于未校準(zhǔn)失配而產(chǎn)生的轉(zhuǎn)換輸入信號調(diào)制效果將從固定碼噪聲轉(zhuǎn)換為偽隨機(jī)噪聲。因此，IL音和干擾周期碼轉(zhuǎn)換為偽隨機(jī)噪聲類成分，并疊加至轉(zhuǎn)換器量化噪底而消失，或者至少將干擾雜散鏡像和信號音加以擴(kuò)散。此時，與 IL 雜散成分有關(guān)的功率疊加至噪底功率。因此，雖然改善了失真，但 SNR 可能下降，下降量為 IL 雜散功率加上噪聲。SNDR (SINAD) 基本上沒有變化，因為它由失真、噪聲和隨機(jī)化組成；它只是將IL貢獻(xiàn)因素從一個成分（失真）轉(zhuǎn)移到另一個成分（噪聲）。

圖4. (a)四路交錯ADC(b)對應(yīng)顯示交錯雜散的第一奈奎斯特輸出頻譜

交錯 ADC 的示例

AD9625 是一個12位/2.5GSPS 三路交錯 ADC。對三個通道之間的失配進(jìn)行校準(zhǔn)，以便最大程度減少交錯雜散。圖 5(a) 所示是一個輸入接近 1 GHz的輸出頻譜示例。在該頻譜中，除了約為 1 GHz的輸入音外，還可以看到通道在 500 MHz 附近存在 2 次和 3 次諧波失真，并在基頻處存在 4 次諧波失真。交錯失配校準(zhǔn)可大幅降低交錯雜散的功耗，并且在整個頻譜中可以看到大量的額外殘留的較小雜散音。

為了進(jìn)一步減少這些殘留雜散成分，引入了通道隨機(jī)化。加入了第四個校準(zhǔn)通道，然后將四個通道變?yōu)槿方诲e，并通過間歇性將交錯通道與第四個更換，實現(xiàn)隨機(jī)改變順序。這就好比人們可以像耍雜技那樣將三根柱子投向空中，然后每一次都更換第四根。這樣做之后，可使殘留交錯雜散功率隨機(jī)化，然后擴(kuò)散到噪底。如圖 5(b) 所示，經(jīng)過通道隨機(jī)化之后，交錯雜散幾乎消失了，而噪聲功率卻只略為增加，因而 SNR 降低 2dB。當(dāng)然，需要注意的是，雖然圖 5(b) 中的第二個頻譜比失真音遠(yuǎn)為干凈，但隨機(jī)無法影響 2 次、3 次 和4 次諧波，因為這些諧波不是交錯雜散。

圖5. AD9625的輸出頻譜，時鐘為2.5 GSPS，輸入音接近1 GHz。

(a)順序三路交錯；SNR = 60 dBFS，SFDR = 72 dBc，受限于3次諧波，接近500 MHz；然而，整個頻譜中可見大量交錯雜散。

(b)三路交錯，隨機(jī)通道置亂；SNR = 58 dBFS，而SFDR = 72 dBc依然由3次諧波決定，過將功率擴(kuò)散到噪底而消除了所有交錯雜散。

使用通道隨機(jī)化的另一個交錯 ADC 示例如圖 6 中的頻譜所示。此時采用四路交錯 16位/310 MSPS ADC AD9652。圖 6 示例中，四個通道以固定順序交錯，并且不進(jìn)行任何減少通道失配的校準(zhǔn)。頻譜清楚表明交錯雜散位于預(yù)計頻率位置，且它們的大功率遠(yuǎn)高于 2 次和 3 次諧波，并將無雜散動態(tài)范圍限制為僅有 57 dBc。