圖6. AD9652的輸出頻譜，時(shí)鐘為 fs=310 MHz，采用fIN ~70 MHz的正弦輸入。此時(shí)，未施加通道校準(zhǔn)和隨機(jī)化。2次(HD2)和混疊3次(HD3)諧波分別在大約140 MHz和100 MHz處可見。交錯(cuò)(IL)雜散同樣可見。這些是直流、fs/2（圖中的OS2）以及fs/4（圖中的OS4）處的失調(diào)音。另外，增益（時(shí)序）雜散可見于fs /2-fIN（圖中的GS2）、fs /4+fIN（圖中的GS4+）以及fs /4- fIN（圖中的GS4-）。此圖中的SNR查詢?nèi)藶樽儾盍耍驗(yàn)椴糠蛛s散成分和噪聲功率混在了一起。

然而，如果同樣的 ADC 經(jīng)過前景校準(zhǔn)以便減少通道失配，那么交錯(cuò)雜散功率將會(huì)大幅下降，如圖7所示。與上例中的情況類似，通道諧波失真不受影響，但通過通道失配校準(zhǔn)大幅降低了交錯(cuò)雜散功率。

圖7. 同一個(gè)AD9652的輸出頻譜，采用同樣的輸入，但經(jīng)過校準(zhǔn)后四個(gè)通道減少了失配。與圖6相比，雖然2次和3次諧波未受影響，但交錯(cuò)雜散的功率大幅下降，并且SFDR改善了30 dB，即從57 dBc到87 dBc。

最后，圖7中的頻譜純度可得到進(jìn)一步改善，方法是使通道順序隨機(jī)化，如圖8所示。此時(shí)，隨機(jī)化使用專利技術(shù)，對四個(gè)通道的順序進(jìn)行間歇性加擾無需通過另一個(gè)（第五個(gè)）通道來達(dá)成，從而省下了與此相關(guān)的功耗。如圖8所示，經(jīng)過隨機(jī)化之后，結(jié)果頻譜中僅有常規(guī)諧波失真。

圖8. 上例開啟交錯(cuò)順序隨機(jī)化之后的輸出頻譜。隨機(jī)化殘留交錯(cuò)雜散可將它們的功率擴(kuò)散到噪底中，相應(yīng)的尖峰便消失了。可以看到的僅有常規(guī)諧波失真。SNR幾乎未受影響，因?yàn)閬碜越诲e(cuò)音并擴(kuò)散的雜散功率經(jīng)過失配校準(zhǔn)后可以忽略。

結(jié)論

時(shí)間交錯(cuò)是增加數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器帶寬的強(qiáng)大技術(shù)，在失配校準(zhǔn)方面，以及通過隨機(jī)化技術(shù)消除殘留雜散成分方面的發(fā)展已經(jīng)能夠?qū)崿F(xiàn)完全集成、極高速 12/14/16 位交錯(cuò) ADC。

在輸入信號受頻帶限制的情況下（比如很多通信應(yīng)用），乒乓（雙路）交錯(cuò)方法可通過頻率規(guī)劃將干擾交錯(cuò)雜散分配到遠(yuǎn)離目標(biāo)輸入頻段的位置。然后便可以數(shù)字手段過濾雜散成分。雖然這種方法相比工作在 IL 采樣速率一半的非交錯(cuò)式 ADC 獲得同樣的無雜散輸入帶寬所需的功耗要高出幾乎一倍，但它不僅可以通過處理增益提高動(dòng)態(tài)范圍 3 dB，而且還能降低抗混疊的滾降，并修平 ADC 前的濾波器——因?yàn)?IL 采樣速率高。

若需要用到 IL 轉(zhuǎn)換器的全部輸入頻帶才能捕捉寬帶輸入信號，那么可以采用更高次的交錯(cuò)轉(zhuǎn)換器。這種情況下，校準(zhǔn)和隨機(jī)置亂可實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)失真和雜散成分的補(bǔ)償和消除。